簡婷
开云体育手机下载教程 上海嘉定 201801
摘要：本文基於(yu) 霍爾傳(chuan) 感器輸出信號幅度小、頻率低、易受噪聲幹擾的特點，有針對性地提出種基於(yu) 高頻調製方式實現的霍爾傳(chuan) 感器讀出電路。該讀出電路主要包括可變增益運算放大器，高頻調製電路以及1bit量化的二階sigma-delta模數轉換器。通過采用高頻調製，減少電路中低頻噪聲以及失調的影響，同時經過放大器進行幅值放大，避免噪聲混入。先通過MATLAB建模仿真確定設計所需參數，然後基於(yu) SMIC0.18Ixm混合信號CMOS工藝完成整體(ti) 電路設計。經測試，電路在3.3V電源電壓，1kHz信號帶寬以及256kHz時鍾頻率下，經過後仿真得到信噪比(SNR)為(wei) 83.12dB，可滿足設計的要求。
關(guan) 鍵詞：爾傳(chuan) 感器讀出電路；高頻調製電路；可變增益放大器；調製器
0引言
隨著霍爾傳(chuan) 感器廣泛應用於(yu) 電子、醫療、器械等各個(ge) 方麵，對其輸出信號進行準確采集變得至關(guan) 重要。經研究發現，在3.3V電源電壓，±0.4T磁場強度條件下，霍爾傳(chuan) 感器輸出信號範圍在±150mV之間。而在通常應用中，霍爾傳(chuan) 感器大多處在較小的磁場裏，般為(wei) mT數量級，因此霍爾傳(chuan) 感器的輸出信號較小，容易受到外界環境的幹擾，需要對輸出信號進行放大處理。同時，基於(yu) 輸出信號頻率較低的特性，需要采用低頻噪聲抑製電路來降低噪聲對信號帶來的影響。後以模數轉換器作為(wei) 信號進行數據轉換與(yu) 精度測量的模塊也是*的。
外對於(yu) 讀出電路的研究已經較為(wei) 成熟，而內(nei) 近些年來也有較大發展，如上海華虹、中科學院微電子所以及中科學院大學在讀出電路設計方麵都有相應成果，本文在這些研究基礎上加入噪聲抑製電路，進步改善讀出電路的性能。
霍爾傳(chuan) 感器讀出電路的設計如圖1所示，主要由對信號進行放大的可變增益放大器以及對信號進行轉換的模數轉換器組成。其中，為(wei) 避免低頻噪聲和失調的影響，在設計中加入了高頻調製結構，將噪聲和失調轉移到信號帶寬之外，以改善整體(ti) 電路性能。
圖1霍爾傳(chuan) 感器讀出電路結構
本文詳細介紹了讀出電路芯片的設計，對電路的基本理論與(yu) 架構進行研究與(yu) 分析，完成從(cong) Simulink建模，電路設計到版圖布各個(ge) 環節，終進行後仿真，實現目標要求。
1 整體(ti) 電路建模
從(cong) 讀出電路基本理論與(yu) 架構出發，基於(yu) MATLAB平台對於(yu) 整體(ti) 電路結構進行模型仿真。如圖2所示，框圖由上到下分別為(wei) 基於(yu) 高頻調製的可變增益運算放大器，sigma—delta調製器以及降采樣數字濾波器。具體(ti) 流程如下：可變增益運算放大器根據輸入信號幅度大小自動選擇合適的放大倍數進行信號放大。放大後的信號由sig-ma-delta調製器進行積分量化，轉化為(wei) 1bit的數字信號，然後經過後級降采樣數字濾波器的濾波和抽樣過程，輸出高精度的數字碼。
幽2讀出電路的MATLAB模型
該設計提出在運算放大器的輸入與(yu) 輸出節點加入高頻調製電路，其目的主要是將運放產(chan) 生的1/f噪聲和失調調製到信號帶寬之外，然後在濾波器的作用下濾除掉，避免噪聲和失調對低頻小信號產(chan) 生影響。因此高頻調製電路的功能主要是完成對噪聲信號的調製。由傅裏葉級數可知：假設P是周期為(wei) TP占空比為(wei) 50%的方波信號。傅裏葉係數設為(wei) PK。由此可以得到：
(1)若將噪聲的功率譜密度(PSD)設為(wei) Sn(w)，則經過次調製的噪聲功率譜密度Sn(w)可以表示為(wei) ：
(2)由式(2)可以得出：噪聲頻譜Sn經過次調製被轉移到斬波信號P的奇次諧波上，因而削弱了信號基帶內(nei) 的噪聲。而在高頻調製電路模型搭建過程中，高頻調製電路的頻率應滿足：
(3)
其中，K≥2，BWsignal為(wei) 信號帶寬，fcorner，為(wei) 噪聲角頻率。 而對於(yu) 調製器的設計，則應先確定其噪聲傳(chuan) 輸函數。因為(wei) 調製器的功能相當於(yu) 低通的模擬濾波器，所以可以根據巴特沃茲(zi) 濾波器的特性來對其進行分析，得到二階單環調製器的噪聲傳(chuan) 輸函數(NTF)為(wei) ：
(4)基於(yu) 式(4)，由調製器的架構，可以推導所需增益以及反饋因子的範圍，然後帶入模型進行仿真，確定合適的值。
由於(yu) sigma-delta模數轉換器的整體(ti) 電路是由模擬調製器和數字濾波器共同構成，調製器部分決(jue) 定設計的精度，而數字濾波器部分決(jue) 定設計的麵積和功耗，所以在對濾波器進行設計時，可以使用CIC濾波器、補償(chang) 濾波器以及半帶濾波器的組合來盡可能的降低所需的硬件開銷，以減小電路的麵積和功耗。
考慮實際電路設計中各種非理想因素如：KT/C噪聲、時鍾抖動、運放的有限增益、帶寬壓擺率以及開關(guan) 非線性等的影響，確定模型中各個(ge) 參數的指標。終得到仿真結果如圖3所示，信噪比達到84.2dB，達到預期74dB的設計目標。
圖3MATLAB模型仿真結果
2 關(guan) 鍵單元電路設計
2.1高頻調製電路
高頻調製電路作為(wei) 降低電路噪聲及失調的關(guan) 鍵模塊，其內(nei) 部開關(guan) 的結構如圖4(a)和圖4(b)所示。
圖4關(guan) 鍵電路
由圖4(a)可知，在高頻調製電路中，隨著時鍾信號的交替變化，能夠選通不同的信號路徑，實現信號與(yu) 方波相乘的功能。其中，對於(yu) 方框中電路的選取隻需要考慮信號能夠無損失傳(chuan) 輸即可。很簡單的情況是使用單個(ge) NMOS管來實現開關(guan) 的功能，但是由於(yu) 單個(ge) NMOS管做開關(guan) 存在非線性以及閾值電壓變化的問題，會(hui) 在電路中引入諧波失真，影響電路性能。所以本設計采用柵壓自舉(ju) 開關(guan) 的結構，如圖4(b)所示，當CLK為(wei) 高電平時，M7管截止，M3和M8管導通，使得c3兩(liang) 端的電壓為(wei) 電源電壓；當CLK為(wei) 低電平時，M3和M8管關(guan) 斷，M4和M6導通，此時，M7也處於(yu) 導通狀態且柵源電壓為(wei) C3兩(liang) 端的電壓，因此與(yu) 輸入信號的大小無關(guan) 。即增加了開關(guan) 導通電阻的線性度。同時柵壓自舉(ju) 開關(guan) 的使用方麵避免了單個(ge) 開關(guan) 導通時電阻較大的問題，另方麵也降低了時鍾饋通等因素的影響。
2.2可變增益運算放大器
由上述sigma-delta模數轉換器的模型結構可以驗證，在滿擺幅範圍內(nei) ，隨著輸入信號幅度增加，模數轉換器的峰值信噪比(PSNR)也會(hui) 增加，但是接近滿擺幅時，會(hui) 引起調製器中後級積分器出現過擺幅的現象，從(cong) 而在輸出引入大量諧波，使得PSNR下降。所以盡量選擇合適的信號幅值輸入。而霍爾傳(chuan) 感器處在不同磁場中，輸出信號幅度不同，這就使得通過轉換器轉換得到的精度產(chan) 生很大差異。所以該設計在霍爾傳(chuan) 感器和模數轉換器之間加入可變增益的運算放大器，方麵可以放大端電路輸出的小信號，另方麵又可以調節自身輸出信號幅度以適應後級模數轉換電路的要求，結構如圖5所示。
圖5可變增益運算放大器
在設計中，為(wei) 保證電路穩定性，運放采用閉環結構。根據不同輸入信號的幅度大小，由數字電路控製選取不同的開關(guan) 閉合，然後通過電阻比值對信號進行相應倍數的放大。其中對於(yu) 阻值的選取，要考慮版圖的布，以減小電阻失配誤差帶來的影響。此外，設計中加入了高頻調製電路，使得運放產(chan) 生的1If噪聲和失調移到高頻端，以降低信號帶內(nei) 噪聲。如圖6所示，虛線和實線分別為(wei) 不加調製電路與(yu) 加入調製電路的運放等效輸入噪聲的仿真結果，由圖6可以看出，高頻調製電路有效地抑製了低頻噪聲。
圖6不加與(yu) 加入凋製電路的運放等效輸入噪聲波形
2.3sigma-delta調製器
傳(chuan) 統的Nyquist模數轉換器利用複雜的比較方式實現對信號幅度精確量化的功能。但是由於(yu) 近些年來工藝技術不斷發展，器件尺寸以及電源電壓不斷減小，器件的失配對於(yu) 傳(chuan) 統模數轉換器的影響越來越大。而sigma-delta調製器利用其自身的環路調節勢，很大地減小了器件失配對電路精度的影響，易於(yu) 實現高精度的轉換。調製過程的實質就是將信號帶內(nei) 大部分噪聲移到帶外，再經過後級濾波器濾除，以提高信噪比，即提高轉換精度。該設計中sigma—delta調製器主要是由開關(guan) 電容積分器、量化器、反饋DAC以及兩(liang) 相非交疊時鍾4個(ge) 模塊構成。
其中，積分器作為(wei) 調製器實現低通濾波功能的主要模塊，結構如圖7所示，由兩(liang) 相非交疊時鍾來控製電路的采樣與(yu) 積分過程，同時為(wei) 避免溝道電荷注入引入非線性誤差，在每個(ge) 過程中，控製靠近運放輸入端的開關(guan) 先斷開，這樣避免了與(yu) 輸入信號有關(guan) 的電荷對運放輸出產(chan) 生影響，但是這種方式會(hui) 在電路中引入直流偏移，而直流偏移的影響能夠通過全差分結構來消除。
圖7積分器電路結構
在實際設計過程中，如果考慮運放有限增益以及寄生電容的影響，其傳(chuan) 輸函數為(wei) ：
(5) 其中，分別為(wei) 積分器的增益誤差以及極點誤差。
由式(5)可以看出，由於(yu) 非理想因素的影響使得傳(chuan) 輸函數的極點由原點處發生了偏移，這樣會(hui) 削弱積分器電路對於(yu) 帶內(nei) 噪聲的抑製作用。所以設計積分器參數時對於(yu) 各種非理想因素造成的影響要在麵模型設計中進行詳細分析，在非理想情況下，確定合適的參數值。同可變增益運放樣，積分器中也可以加入高頻調製電路，以避免低頻噪聲影響。但在調製器設計中隻需要考慮階積分器的噪聲即可。可以證明：假設在n階單環調製器中，i個(ge) 積分器的等效輸入噪聲為(wei) En,i，則整個(ge) 調製器的等效輸入噪聲Ei可以表示為(wei) ：
(6)式(6)成立的條件是當n≥2時，調製器處於(yu) 穩定狀態。其中，K1，K2,a分別為(wei) 及二個(ge) 積分器的增益衰減因子。從(cong) 式子可以看出，除階積分器之外，i(i>1)階積分器都受到i-1階的調製作用。所以在進行調製器設計時，隻需要在階調製器中加入高頻調製電路。對於(yu) 量化器的設計，從(cong) 降低功耗角度考慮，本文采用動態鎖存比較器來實現。如圖8所示，其工作過程主要分為(wei) 2個(ge) 階段：預置期和再建期。在預置階段，將CLKl置為(wei) 低電平，CLK2置為(wei) 高電平，M11和M14導通，C、d兩(liang) 點被充電到電源電壓。而開關(guan) 管M2a作為(wei) 複位管，電流流經M2a使得a、b兩(liang) 點的電位差迅速減小，且與(yu) 此時的輸入電壓差成正比。下時刻，CLKl被置為(wei) 高電平，CLK2為(wei) 低電平。比較器進入再建期即比較階段，將複位後a、b兩(liang) 點的差值作為(wei) 比較電壓的初始值，之後在正反饋作用下，a、b兩(liang) 點電壓被拉到電源電壓和地，得出比較結果。
此外，在比較器設計過程中需要著重考慮複位管M2a的尺寸問題。若管子尺寸設計較小，則管子電阻變大，流過M2a的電流將減小，繼而降低了a、b兩(liang) 點平衡的速度，增加了複位階段的時間；但若管子尺寸設計的較大，管子的電阻變小，使得複位後a、b兩(liang) 點的電壓差較小，降低了再建速度。所以設計時應按照要求折衷考慮。比較器設計中還需要考慮到比較器的kick-back噪聲和失調的影響，其中，kickback噪聲是比較器的輸出通過管子的寄生電容耦合到輸入引起的，可以通過引入開關(guan) 電容的采樣電路來降低其影響。而失調主要是由輸入管的匹配精度決(jue) 定，所以在比較器的版圖設計時應注意輸入管的擺放。
由於(yu) 調製器輸入擺幅設計為(wei) 1V，要實現12bits的有效精度，比較器的小精度達到1/2個(ge) LSB即可，通過仿真，比較器能實現精度為(wei) 0.1mV的比較，滿足設計要求。
3、版圖與(yu) 仿真
本設計是基於(yu) SMIC0.18um混合信號CMOS工藝實現的，在3.3V電源電壓下整體(ti) 電路的功耗為(wei) 2.1mW，讀出電路的版圖布，如圖9所示，麵積為(wei) 1.05mmX0.73mm。
圖9霍爾傳(chuan) 感器版圖設計
基於(yu) 整體(ti) 版圖設計，進行寄生參數提取，然後在輸入信號為(wei) 4mV，端放大器放大100倍，時鍾頻率為(wei) 256kHz的條件下進行後仿真。仿真結果如圖10所示，信噪比為(wei) 83.12dB，有效位數為(wei) 13.5bits，滿足了設計的要求。
圖10讀山電路FFT分析結果
4安科瑞霍爾傳(chuan) 感器產(chan) 品選型
4.1產(chan) 品介紹
霍爾電流傳(chuan) 感器主要適用於(yu) 交流、直流、脈衝(chong) 等複雜信號的隔離轉換，通過霍爾效應原理使變換後的信號能夠直接被AD、DSP、PLC、二次儀(yi) 表等各種采集裝置直接采集和接受，響應時間快，電流測量範圍寬精度高，過載能力強，線性好，抗幹擾能力強。適用於(yu) 電流監控及電池應用、逆變電源及太陽能電源管理係統、直流屏及直流馬達驅動、電鍍、焊接應用、變頻器，UPS伺服控製等係統電流信號采集和反饋控製。
4.2產(chan) 品選型
4.2.1開口式開環霍爾電流傳(chuan) 感器
表1
4.2.2閉口式開環霍爾電流傳(chuan) 感器
表2
4.2.3閉環霍爾電流傳(chuan) 感器
表3
4.2.4直流漏電流傳(chuan) 感器
表4
5 實驗結論
本文基於(yu) 石墨烯霍爾傳(chuan) 感器輸出信號的特點，完成了其讀出電路的設計。采用可變增益運算放大器對信號進行放大，再由過采樣ADC進行數據轉換與(yu) 精度測量。而在整個(ge) 過程中，通過高頻調製方式降低低頻噪聲以及失調的影響，以改善電路的性能。終在smico.18μM1P6MCOS工藝條件下，對整體(ti) 電路進行測試，結果表明電路滿足12bits的設計目標。
【參考文獻】
[1] 孫海燕，趙雅靜，張曉波，戴瀾.基於(yu) 高頻調製的霍爾傳(chuan) 感器讀出電路設計術
[2] 陳铖穎，蔣見花，胡曉宇.種基於(yu) 石墨烯霍爾器件的讀出電路設計[J].微電子學與(yu) 計算機，2013，12(30)：137—141.
[3] 安科瑞企業(ye) 微電網設計與(yu) 應用手冊(ce) 2020.06版
作者簡介：簡婷，女，現任職於(yu) 开云体育手机下载教程，主要從(cong) 事隔離式安全柵研究發展
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